當元件頻率越來越快，系統板頻率隨著元件增加時，常常會出現EMC問題，傳統上EMC被視為一種黑箱的藝術，實際上來說，EMC可以使用電磁學上的馬克斯威爾方程式概念來解釋，我們等一下會推導數學式來敘述幾項重要觀念。首先我們先來解釋一下EMC與EMI的定義：

EMC (Electronmagnetic compatibility)電磁相容：產品能夠在一電磁環境中工作而不會降低功能或損害的能力 。

EMI ( Electronmagnetic interference) 電磁干擾：電子產品中之電磁能量經由傳導或輻射之方式傳播出去的過程。

印刷電路版基本概念

首先，我們先談一下印刷電路版的基本概念，當我們要設計一電路板時，首先要考慮的是需要多少佈線層( routing layer)及電源平面。層數之決定在於雜訊免疫力、功能規格、信號分類、佈線的net與trace數目、VLSI元件密度、匯流排佈線、、、等等。

一般而言，訊號在傳輸線上的電磁特性，會隨頻率變化，當電路板上的工作頻率上升到夠高的時候，使用一般導線的佈線方式，會開始感覺到越來越不適當，開始考慮改用薄膜線來做佈線訊號，且地線與電源也開始改成大面積的薄膜面，而「電源膜面」與「地膜面」間的「間隙」距離，在耐壓可容許的範圍內，應越小越好，以建立大的電容效應，來消除雜訊引起的波動。

電磁效應之因應

由於高頻所引起的電磁效應，會改變原訊號波形，嚴重者會影響系統功能，所以系統有高頻訊號時，如clock，訊號線的Layout就必須很小心，必須改用transmission line或wave guide。在高頻區使用Transmission line傳送訊號有下列數點理由：

1. 它的傳送波速最快，V=1/(LC)^^-0.5，式中L是指單位長度的電感量，C是指單位長度的電容量，波速與PCB材料之ε、μ有關，不同材料電路板，波速不一樣。

2. 電磁波是沿著transmission line分佈而且大量localized，互相干擾較少，且較穩定。

3. 一般導線的電路特性，沒有公式可以預知，但transmission line卻有建立好的公式群，可以推求各種想要知道的電路特性及參數，這是電路工程師最需要的依靠點，也可以避免實際線路與推算電路間的誤差。

電路板上最常用的transmission line是microstrip line與strip line，適當的使用microstrip及stripline方式在PCB層面壓制射頻輻射，會比在機殼或金屬圖裝之塑膠殼上下功夫好很多。因為使用埋入於PCB內之Ground和Vcc層平面是壓制PCB內Common-mode RF之重要方法之一，理由是這些平面會降低高頻電源分佈阻抗。

(圖一)顯示出兩個主要分類microstrip及stripline的差異，描述如下：

《圖一　電路板上最常用兩類transmission line》

1. Microstrip：

指PCB外層的trace，經一介電物質連接一整片平面。microstrip方式提供PCB上的RF壓制，同時也可容許比stripline較快的clock及邏輯訊號。較快之clock及邏輯訊號因為較小之耦合電容，會有較低之空載傳輸延遲。Microstrip的缺點是PCB外部訊號會輻射RF能量進入環境，除非在此層上下加一金屬屏蔽。

2. Stripline：

信號層介於兩個solid planes（Vdd或GND）之間，stripline可達到較佳之RF輻射防制，但只能用在較低之傳輸速度，因為信號層介於兩個solid planes之間，兩平面間會有電容性耦合，導致降低高速信號之邊緣速率(edge rate)。stripline之電容耦合效應在邊緣速度快於1ns之信號上較於顯著。一般而言，使用stripline的主要效應是為了完整遮蔽內部trace之RF能量，所以對射頻輻射有較佳之抑制能力。

《圖二　》

訊號在高頻時，容易產生輻射trace，所以我們利用PCB層數來抑制輻射trace， 除了要注意的是輻射trace容易產生之外，其它內部連線或元件仍然會造成問題，隨著系統、元件、trace之阻抗，會存在阻抗不匹配（impedance mismatch）之問題。不匹配之阻抗會使RF能量由內部trace耦合到其他電路或是自由空間，進而產生EMC或EMI問題，所以除了使用元件之接腳電感最小可降低輻射現象外，阻抗匹配也是抑制EMC重要一環，我們選擇常用的microstrip line利用電磁學來推導地迴路（迴返電流）的存在與trace阻抗的計算。

如(圖二)所示在一△X長度內，相對應的電壓變化為△V，則：

《公式一》

《公式二》

同理，相對應的電流變化為△I，則(如公式二)

在steady state時δ/δt=jω，代入上兩式，共解分別得：

《公式三》

這是transmission line上的電波方程式之一，解之得：

《公式四》

此兩式是已經把time domain的影響並回公式中：

r=α+jβ

α的單位為neper per unit length (代表能量的單位衰減量為dB)

現在因為電路板越做越好，使得α≒0。

β單位叫做degree per unit length，β=2π/λ (代表波沿著transmission line，在同一瞬間，不同位置的度數變化)

(4)式中表示，在transmission line上，通常存在著相向而行的兩個波，一為含e的叫前進波，e含的叫逆向波（反向波）也就是我們所說的迴返電流，在此得到證明。

《公式五》

《公式六》

《公式七》

Ζ₀叫transmission line的特性阻抗，當transmission line沒有loss時，α＝0，Ζ₀=﹝L/C﹞，單位是ohm。Ζ₀是高頻電路工程師，在電路板設計microstrip line時，必須預知的參數之一 。

選擇PCB層數的方法指引：

在談完trace以及阻抗匹配所引起的EMC效應後，接下來要談的是選擇PCB層數的方法指引，這些方法並非一成不變，可以依照上述觀念、功能要求及trace的複雜度需要而做適當的修改，需要把握的重要關鍵是每一繞線層( routing layer )必定要相鄰一個完整平面。

(一)兩層板：

一般而言，兩層板有兩種layout方式。第一種為較老之技術，適用於低速之元件，包含DIP包裝的元件排成矩陣狀排列，現今比較少用。第二種為現今典型之應用方式。

第一種方式如(圖三)所示，將Power及GND以格狀Layout，形成每一格的總環路面積小於1.5吋平方，且Power及GND以90°角度分佈，Power在一層而GND在另外一層，並在每一個GND及Trace交接處即每一個IC，放置decoupling電容。

第二種規劃方式如(圖四)所示，常用於音頻之低頻類比設計。作法如下：

1. 將Power trace在同一佈線層，由電源處至每一元件以幅射狀拉線，減少trace總長度。

2. 將所有Power及GND trace相鄰平行佈線，此舉可使高頻的切換雜訊之環路電流最小（環路電流後面會解釋），因此不會衝擊其他電路及控制訊號。

3. 電源的trace不能相互交錯，以免造成Ground Loop。

《圖四》